lavrinenkov.blogspot.ru: марта 2021

суббота, 20 марта 2021 г.

Потери в симметричной линии из П-274 [simmetric lines losses]

Немного ранее, я писал про замену своей антенны типа луч длиной 21 метр, на симметричную линию из нерасплетенной двухпроводки П-274

(может называться полевик, полёвка и т.п.). http://lavrinenkov.blogspot.com/2020/11/274-inverted-v-simmetric-line-inv-v.html

За три месяца эксплуатации стало понятно, что антенна работает не лучше, чем луч. Количество QSO снизилось по всем диапазонам, кроме 40М. Реально только лучше стал прием на 80М. Изначально я это связывал с ориентацией диаграммы антенны - Inv-V 10М+10М, но после совета Сергея EU8R повысить волновое сопротивление линии, решил найти цифры потерь в ней.

Волновое сопротивление в двухпроводной линии оценим по формуле 3.2.4 [1]

Z0 = 276*(Lg[2e/d]) / sqrt(er)

d - диаметр провода в мм;

e - расстояние между проводами линии в мм;

er - диэлектрическая проницаемость диэлектрика между проводами;

er для воздуха близко к 1, для полиэтилена около 2.3.

Для расчета я буду использовать значения Z0=150 (160) Ом, - нерасплетенная двухпроводка,

и Z0=450 (500) Ом, - двухпроводка оформленная лесенкой с расстоянием между проводами 4...5 см.

Диэлектрические потери в изоляции провода можно оценить по формуле 3.2.8 [1]

ad = 0.0091*f*L*sqrt(er)*tg_d (дБ)

здесь

er - диэлектрическая проницаемость диэлектрика между проводами;

L - длина линии в метрах;

f - частота в МГц;

tg_d - тангенс угла потерь в диэлектрике, для полиэтилена 0.0005

Погонные потери в диэлектрике полученные по формуле 3.2.8. составляют 0,000024 дБ/м, малы, относительно омических потерь в линии.

Омические потери в линии, оценим по формуле 3.2.7 [1]

ai = 0.723*L*sqrt(f) / (d * Z0) (дБ)

здесь

L - длина линии в метрах;

f - частота в МГц;

d - диаметр токоведущей жилы в мм;

Z0 - волновое сопротивление линии.

В П-274 имеются 4 медные жилы, диаметром 0.3 мм. Условно можно считать их как одну жилу диаметром 0.6 мм.

Теперь оценим КПД линии, подключенной к произвольному импедансу антенны по формуле 3.2.10 [1]

nl = 1 / [1 + 0.115*ai*(КСВ+1/КСВ)]

Здесь ai - потери в линии, работающей на согласованную нагрузку.

Помимо теоретической оценки затухания в линии и КПД, приведу и практическую оценку, построенную на основе измерений DL2KQ в нерасплетенной двухпроводной линии П-274 на частоте 3.5 МГц, которые показали погонное затухание в 0.05 дБ/м.

Опираясь на цифру 0.05 дБ/м для плетенки на 3.5 МГц, приму за потери на 7 МГц 0.07 дБ/м и потери на 14 МГц 0.1 дБ/м, потери на 21 МГц 0.122 дБ/м

Итак, расчеты проведены, и можно посмотреть на результат в виде таблиц:

Показан результат для длины линии в 10 метров, работающий на нагрузку при КСВ=10. Столбцы с пометкой "теор" относятся к рассчитанным затуханиям по формуле 3.2.7 [1], а "прак" - оцененные на основе измерений DL2KQ.

КПД в таблице показывает, какая часть энергии поданная на вход линии, попадет в антенну, при заданной длине и КСВ. А вот допустимость того или иного КПД каждый определит для себя сам. При 50% КПД имеем потерю половины мощности или в логарифмических единицах - 3 дБ!

Теперь приведу оценку для своего случая. Всего 30 метров линии, ее волновое примем равным 150 Ом. Тогда совместно с диполем 10М+10М на высоте 5 м получаю такие цифры (3.2.10):

f=3.5 МГц, КСВ=2373, КПД=0.002

f=7 МГц, КСВ=5.37, КПД=0.427

f=14 МГц, КСВ=34.2, КПД=0.08

f=21 МГц, КСВ=4.7 КПД=0.325

Здесь хорошо видно, что работать можно только на диапазоне 40М и 15М.

А что изменилось бы, при замене линии на более высокоомную, скажем 500 Ом?

Рассчитаем аi как 0.015 дБ/м на 3.5 МГц, на 7 МГц 0.022 дБ/м и потери на 14 МГц 0.032 дБ/м.

У меня всего 30 метров линии, ее волновое примем равным 500 Ом. Тогда совместно с диполем 10М+10М на высоте 5 м получаю такие цифры (3.2.10):

f=3.5 МГц, КСВ=851, КПД=0.022

f=7 МГц, КСВ=17.3, КПД=0.435

f=14 МГц, КСВ=10.3, КПД=0.465

f=21 МГц, КСВ=5.31 КПД=0.581

Ситуация улучшилась, появляется возможность работать на 20М диапазоне!

Важный вывод:

Более высокое сопротивление двупроводной линии, не только обеспечивает меньшие омические потери (в отношение сопротивлений раз), но и меньший КСВ при стыковке с диполем (в среднем по диапазонам).

[1] Гончаренко И.В. Антенны КВ и УКВ, Радиософт.

Материал подготовил:

Лавриненков Игорь / R2AJA

lis-soft /*at*/rambler точка ру

LC тюнер с точной настройкой индуктивности [L-match VK3YE/2E0BAX]

Известно, что для настройки высокоомных антенн типа "длинный луч", прекрасно справляется LC тюнер из двух элементов. Про варианты включений цепей и необходимую точность установки номиналов реактивностей можно посмотреть в заметке: http://lavrinenkov.blogspot.com/2018/09/lc.html

Точности настройки индуктивности зачастую может не хватать, т.к. используется катушка с фиксированным количеством отводов. Изящное решение этой проблемы предложили радиолюбители 2E0BAX & VK3YE - использовать последовательно с катушкой конденсатор. Картинка из первоисточника http://hamuniverse.com/qrplmatch.html

В данном тюнере предлагается не закорачивать свободные витки катушки, на что это влияет - есть отдельные масштабные обсуждения на радиолюбительских форумах.

Увеличение индуктивности катушки ведет к росту реактивного сопротивления, уменьшение последовательной ёмкости (VC2) уменьшает реактивное сопротивление. Закороченный или настроенные на максимальную ёмкость конденсатор (VC2) будет наименьшим образом влиять на работу индуктивности L1.

Рассмотрим пример: имеется антенна - луч с импедансом 1000 + j100 Ом на частоте 14 МГц. Для согласования с коаксиальным кабелем 50 Ом подключаем ее к схеме и устанавливаем номиналы для VC1, 52 пФ, а для L 2.464 мкГн, чтобы получить КСВ ~ 1. Но допустим, у вашей катушки есть отвод 2 мкГн и 3 мкГн, тогда согласование будет не точным, а КСВ составит в первом случае 2.2, а во втором случае 2.5. Нехватку индуктивности конденсатором VC2 не вылечишь, а вот избыток можно cкомпенсировать. Устанавливаем L в 3 мкГн, а на VC2 ёмкость 241 пФ, и получаем КСВ ~ 1. А если у вас нет 3 мкГн, но есть 5 мкГн, то компенсирующей ёмкости VC2 будет достаточно всего в 50 пФ.

Шон, 2E0BAX представил на фото собранный тюнер в коробочке для бутерброда:

По словам автора, "потратив много времени на эксперименты с этим тюнером, подключенным к радио, обнаружил, что таким тюнером можно получить настройку КСВ не хуже 3: 1 на диапазонах от 160 м до 2 м!"

Я думаю КСВ 3:1 - относится уже к НЧ диапазонам, где длины луча могло быть недостаточно для такой схемы согласования.

Материал подготовил:

Лавриненков Игорь / R2AJA

пятница, 5 марта 2021 г.

Точная настройка ФНЧ маяка WSPR F4GOH

Данная статья появилась из-за того, что мой образец маяка WSPR F4GOH см.http://lavrinenkov.blogspot.com/2021/01/wspr-kit-f4goh.html начал выдавать сниженную выходную мощность, при этом транзисторы стали горячими.

Вот что показали приборы:

Осциллограф:

1. Сигнал на выходе Q синтезатора. (Меандр)

2. Сигнал на затворах BS170

3. Сигнал на выходе BS170, нагруженных на 50 Ом.

4. Нулевой уровень

Анализатор спектра:

1. Спектр сигнала в полосе 2 МГц, дБм

2. Спектр сигнала в полосе 2 МГц, мВт

3. Спектр сигнала в полосе 36 МГц, дБм

4. Спектр сигнала в полосе 114 МГц, дБм

5. Спектр сигнала в полосе 36 МГц, мВт

6. Спектр сигнала в полосе 99 МГц, дБм

подстройкой триммера AD8650 получен уровень первой гармоники 19 дБм, что все равно не соответствует штатной мощности маяка. (около 23 дБм). Я использую константу PWM для задания смещения на затворах BS170 около 3В (в моем случае константа = 175)

Первым делом я бросился проверять полевые транзисторы, которые очень чувствительны к статике, а также страдают не полным открытием/закрытием, при поломке. Транзисторы оказались исправны! Проблема снижения мощности была вызвана внутренним прогоранием и спеканием индуктивности L3 220 мкГн. На фото чуть левее посадочного места фильтра.

Ее сопротивление было около 2 Ом (Штатное для такого типоразмера сопротивление около 5 Ом), сама индуктивность утрачена (снижена).

Приведу измерения сопротивлений набора индуктивностей:

Мне не очень понятен замысел автора - использовать миниатюрную индуктивность в силовой части схемы. Я заменил ее на обычную "гантельку" с индуктивностью 100 мкГн и сопротивлением менее 1 Ома. Также оценил влияние ограничения тока питания транзисторов разными индуктивностями. Современными "гантельками" по 50 мкГн и 100 мкГн, и СССР серыми вытянутыми.

Подписи показывают омическое сопротивление катушек, оценку сигнала основной гармоники, токи потребления.

Интересно также назначение маловитковой индуктивности L2 VK200, стоящей ближе к источнику питания, если она для лучшего подавления ВЧ, имеет смысл ставить ближе к стоку транзисторов, а не так как сейчас.

Начнем настройку с диапазона 40М. ФНЧ выполняет задачу согласования выхода усилителя с нагрузкой 50 Ом, вторая задача - подавление высших гармоник. Оптимальные варианты по подавлению и согласованию не совпадают, поэтому здесь отдаю приоритет согласованию.

Я использую банки емкостей и индуктивностей для подбора номиналов фильтра.

На осциллограммах после ремонта:

1. Сигнал на выходе Q синтезатора (Меандр)

2. Сигнал на затворах BS170

3. Сигнал на выходе BS170 без ФНЧ, нагружены

на 50 Ом.

4. Сигнал на выходе ФНЧ, нагруженного на 50 Ом.

На спектрограммах показаны:

1. Сигнал без ФНЧ, нагрузка 50 Ом.

2. Сигнал с ФНЧ из Pixie 40M П-контур, 82 пФ, 1 мкГн, 82 пФ.

3. Сигнал с подобранным оптимальным ФНЧ: 200 пФ, 0.82 мкГн, 200 пФ.

4. То же, но в мВт

Мы видим, что с оптимальным фильтром удается получить около 450 мВт излучаемого сигнала, против 250 мВт без ФНЧ! Гармоника №2 ослаблена на 6 дБ, имеет уровень 7.5 мВт, Гармоника №3 ослаблена на 11 дБ имеет уровень 2 мВт.

Считается хорошим результатом подавление гармоник в 30 дБ, но у нас здесь

и так QRP мощность, а фильтр имеет всего третий порядок. Настройка согласования подбором для фильтров большего порядка становится сложной, что приходится ограничиваться расчетными занчениями (как и делают зарубежом), но получаемый фильтр скорее всего не будет оптимальным, а лишь где-то рядом.

Теперь посмотрим на спектры, полученные с оптимльными по согласованию ФНЧ (второго и третьего порядков) для диапазонов 10М,12М,15М,17М,20М,30М.

Теперь посмотрим на спектры, полученные с оптимльными по согласованию ФНЧ (второго и третьего порядков) для диапазонов 80М,160М.

Получена наибольшая мощность на диапазоне 160М, 27 дБм (или 500 мВт!)

Теперь опустимся на ДВ и посмотрим сигнал на длине волны 2200м! Для согласования подходит ФНЧ 1-го порядка из одной индуктивности.

На левой картинке показан вариант с приоритетом первой гармоники, L= 30 мкГн, на правом, с заменой ФНЧ L=100 мкГн с приоритетом третей гармоники, что несколько странно.

По полученным номиналам ФНЧ можно оценить выходной импеданс усилителя на BS170! Все результаты по диапазонам представлены в таблице:

Информация может использоваться в справочных целях для оперативной настройки ФНЧ по диапазонам.

Теперь проведем включения маяка F4GOH с оптимальными ФНЧ по всем диапазонам. Время работы маяка - одни сутки на диапазон.

Антенна - диполь на 40М, симметричная линия 160 Ом, и симметричный тюнер.

Направление нормали к диполю Юг-Север.

Для работы на 80М сравним разные варианты подключения линии-полотна антенны.

1) Через симметричный тюнер: Суррогатный диполь, линия 160 Ом, СУ, КСВ=2.2. Результаты посредственные. Имеем ненаправленный укороченный излучатель.

2) Через китайский Т-тюнер KIT c карбонильным колечком. Линия подключена как LW c ёмкостной нагрузкой на конце (сам диполь) и КСВ = 1.8. Результат получше!